ForWatt 500 - Bau eines Röhrenverstärkers mit 6x KT120
- Ersteller cfortner
- Erstellt am
. Knifflig ist es eher, den AÜ richtig zu modellieren.
Gar nicht so schwierig, für Frequenzen oberhalb so ~200Hz langt angepasst gewählte Induktivität für den gewählten "Übertrager" im Spice Modell für realitätsnahe Betrachtungen völlig aus. Viel verkehrt machen kann man da eigentlich nicht!
Wobei für die Analyse auch rein ohmisch bereits völlig ausreichend wäre, ganz ohne AÜ.
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Die KT120 für sich alleine betrachtet ziehen doch nicht viel. Man muß sich halt die Schaltung in Summe anschauen.
Die 12BH7 kann als Kathodenfolger (Spannungsquelle) gut 10mA. Wenn Zweifel bestehen dass es strommäßig nicht ausreicht dann muß man halt nachrechnen, oder LT Spice, oder Feldversuch am realen Bauteil/Schaltungsvariante...
Mehr weiterhelfen kann ich an der Stelle auch nicht?
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Ich würde einen Eingangswiderstand am negativ vorgespannten Gitter von ~1 bis 10 Meg erwarten bzw. voraussetzen, und gut ist.
So wie es halt bei der Theorie/Physik zur Röhre generell definiert ist, d.h. nahezu leistungslose Ansteuerung.
Vergleichbar dem Feldeffekt, da ist es kaum viel anders, so rein physikalisch ausgeleuchtet.
So weit ich es noch in Erinnerung habe, LT-Spice modelliert für den vergleichbaren Anwendungsfall einen Gitterstrom im uA Bereich.
Wenn man dem Braten nicht traut, so von wegen Spice-Modellierung, oder von wegen grauer Theorie/Physik, dann wird man messen müssen!
So wie es halt bei der Theorie/Physik zur Röhre generell definiert ist, d.h. nahezu leistungslose Ansteuerung.
Vergleichbar dem Feldeffekt, da ist es kaum viel anders, so rein physikalisch ausgeleuchtet.
So weit ich es noch in Erinnerung habe, LT-Spice modelliert für den vergleichbaren Anwendungsfall einen Gitterstrom im uA Bereich.
Wenn man dem Braten nicht traut, so von wegen Spice-Modellierung, oder von wegen grauer Theorie/Physik, dann wird man messen müssen!
Moin,
ich habe diese Frage auch im el34-Forum gestellt. pdf24 (ein sehr versierter User) schrieb mir, dass man zur Berechnung des AC-Widerstandes den 22k vom BIAS-Netzteil parallel zum 9,1k + Trimmpotiwert (ca. 5k in Mittelstellung) parallel geschaltet rechnen muss, da das Netzteil aufgrund der Elkos ac-mässig auf Massepotential ist. Das macht Sinn, dann ist die Last ac-mässig noch geringer, bei ca. 12k bei drei KT120 parallel.
Ich werde den 27k zum Einkoppeln in G1 mal größer machen (33k), sodass der Rg dc bei ca. 49k liegt (10+5+33+1k). Das entspannt die Lage etwas, die ac-Last beträgt dann ca. 14k.
Wenn ich zu hause bin, werde ich die Vorstufe mal bauen und messen. Bin gespannt, ob die Theorie einigermassen hinhaut.
Ach ja, der Klirrfaktor des CF liegt über den Daumen mit ECC99 bei 4-6%, mit 12BH7 7-10%. Spricht ja für die ECC99.
ich habe diese Frage auch im el34-Forum gestellt. pdf24 (ein sehr versierter User) schrieb mir, dass man zur Berechnung des AC-Widerstandes den 22k vom BIAS-Netzteil parallel zum 9,1k + Trimmpotiwert (ca. 5k in Mittelstellung) parallel geschaltet rechnen muss, da das Netzteil aufgrund der Elkos ac-mässig auf Massepotential ist. Das macht Sinn, dann ist die Last ac-mässig noch geringer, bei ca. 12k bei drei KT120 parallel.
Ich werde den 27k zum Einkoppeln in G1 mal größer machen (33k), sodass der Rg dc bei ca. 49k liegt (10+5+33+1k). Das entspannt die Lage etwas, die ac-Last beträgt dann ca. 14k.
Wenn ich zu hause bin, werde ich die Vorstufe mal bauen und messen. Bin gespannt, ob die Theorie einigermassen hinhaut.
Ach ja, der Klirrfaktor des CF liegt über den Daumen mit ECC99 bei 4-6%, mit 12BH7 7-10%. Spricht ja für die ECC99.
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Völlig richtig, die beiden Pfade liegen wechselspannungsmäßig parallel zueinander.
Solche "Konstrukte" findet bzw. sieht man ausgesprochen häufig in der Schaltungstechnik. Emitterschaltung, Sourceschaltung, Kathoden-Basis, das arbeitet alles nach dem gleichen Prinzip, egal ob Bemessung des resultierenden Ri oder ob Signaldämpfung wenn solche Schaltungen NICHT hochohmig belastet sind.
Hier zwar etwas anders weil Impedanzwandler, aber das angeschlossene (Bias-)Netzwerk verhält sich wechselspannungsmäßig dann doch identisch.
Ich denke, jetzt macht's auch endlich "klick" hinsichtlich der Begrifflichkeit Eingangsimpedanz.
Also in dem Moment alles was vom Impedanzwandler gespeist wird, das wird hier als Eingangsimpedanz definiert/zusammengefasst.
Zuletzt bearbeitet:
Abhängig V+ und Höhe der Aussteuerung sind solche THD Hausnummern vielleicht denkbar bei Verwendung der Röhre in Kathoden-Basisschaltung.
Aber doch bei weitem nicht nicht in der Verwendung als Impedanzwandler?
Die starke Gegenkopplung in der CF-Schaltung drückt doch so ziemlich alles denkbar vorhandene an Röhren Nichtlinearitäten regelrecht platt! Da darf so etwas definitiv nicht passieren!
edit:
weswegen man ja für diese Aufgabe als Impedanzwandler jederzeit auch etwas anderes wählen kann als Röhre, und ohne dass es dabei dann sowohl klanglich als auch messtechnisch irgend einen nennenswerten Unterschied ausmachen würde
Zuletzt bearbeitet:
Wenn's schon knapp wird mit dem Strom aus dem Röhren-Impedanzwandler, dann den R16 nicht zu klein wählen. Weil da steht etwas von 15k bis 47k.
Da fließt ja auch Strom drüber den die Röhre aufbringen muß, und zwar in Höhe von Gleichstrom plus Wechselstrom.
Das übersieht man an der Stelle vielleicht zu leichtfertig!
Da fließt ja auch Strom drüber den die Röhre aufbringen muß, und zwar in Höhe von Gleichstrom plus Wechselstrom.
Das übersieht man an der Stelle vielleicht zu leichtfertig!
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Der Eingangswiderstand wird vom unumgänglichen Gitterableitwiderstand definiert, jedenfalls im AB1-Betrieb. Deshalb kann man die Idee einer leistungslosen Ansteuerung vergessen - das funktioniert nur im Kleinsignalbereich mit Röhren, die mit Gitteranlaufstrom gebiased betrieben werden können (Ampegs Eingangsschaltung mit den 5Meg-Widerständen an G1) oder wenn die Schaltung vor dem Eingang einen Weg nach Masse bietet, der den den Gitterableitwiderstand ersetzen kann (z.B. manche Klangregelschaltungen).
Kollege ES345 ist sogar in den AB2-Modus gegangen, d.h. in den Bereich, in dem Gitterstrom fließt. Da ist die Abkehr von der leistungslosen Ansteuerung Konzept. Daher auch die fetten Treiberstufen.
Den R16 muss man für den DC Arbeitspunkt so berechnen, dass max. Aussteuerung möglich ist. Die AC-Loadline liegt etwas anders, da wie oben beschrieben die Eingangs-Impedanz der KT120 niedriger ist als der Rg.
Die ECC99 kann ja 3,5W Verlustleistung ab bzw. 60mA liefern. Eingestellt habe ich sie in meinem Beispiel auf ca. 12mA am Arbeitspunkt, das sind max. knapp 30mA, min. ca. 4mA. Berechnete Verlustleistung dabei ca. 1,4W.
Den Arbeitspunkt eines CF berechnet man genau wie in einer Basisschaltung, nur dass aus Ra ein Rk wird.
Mit der Gegenkopplung hast Du wohl recht, das macht es ja nur noch besser.
Ich habe hier den CF einmal mit der ECC99 und einmal mit der 12AT7=ECC81 berechnet. Die ECC81 reicht absolut nicht aus, das gewünschte Ergebnis (50V RMS an DC 16k und AC 11k bei Va 410V) zu liefern.
Hier die ECC81:
Die Leistungsgrenze wird gnadenlos überschritten. Anders bei der ECC99:
Hier bleibt alles im grünen Bereich bei einer Ausgangsspannung von 50V RMS.
Hier die ECC81:
Die Leistungsgrenze wird gnadenlos überschritten. Anders bei der ECC99:
Hier bleibt alles im grünen Bereich bei einer Ausgangsspannung von 50V RMS.
Hier noch eine Erklärung von Blencowe:
Choosing the Load
A cathode follower is simply an ordiary gain stage that has been turned on its head. Although the load is in the cathode circuit rather than the anode, a load line can still be drawn in the usual way (see the basic triode gain stage). Generally we would like the load resistor (Rk) to be smaller than the exturnal load impedance that the cathode follower will be expected to drive. If it isn't, then the AC load line will rotate so much that output signal swing (headroom) will be much less than anticipated. It is therefore desirable to use as low a value for Rl as possible, as low as we dare without taxing the power supply too much. Operating at the highest anode current we can afford will maximise bandwidth and drive into capacitance loads. In this case an 18k load resistor has been chosen, which is low enough to maintain a reasonable swing into loads as heavy as 10k. In this example the HT is 280V.
Das bedeutet, dass man einen CF genau so berechnen kann wie eine Kathoden-Basisschaltung.
Choosing the Load
A cathode follower is simply an ordiary gain stage that has been turned on its head. Although the load is in the cathode circuit rather than the anode, a load line can still be drawn in the usual way (see the basic triode gain stage). Generally we would like the load resistor (Rk) to be smaller than the exturnal load impedance that the cathode follower will be expected to drive. If it isn't, then the AC load line will rotate so much that output signal swing (headroom) will be much less than anticipated. It is therefore desirable to use as low a value for Rl as possible, as low as we dare without taxing the power supply too much. Operating at the highest anode current we can afford will maximise bandwidth and drive into capacitance loads. In this case an 18k load resistor has been chosen, which is low enough to maintain a reasonable swing into loads as heavy as 10k. In this example the HT is 280V.
Das bedeutet, dass man einen CF genau so berechnen kann wie eine Kathoden-Basisschaltung.
Nö. Das gilt ja nur für die eine Halbwelle. Das mittelt sich in der Praxis genau so aus wie bei einer SE-Endstufe - bei einer EL84 in üblicher Auslegung sieht das ganz ähnlich aus. Die ECC81 wird allerdings komplett an ihrer Leistungsgrenze betrieben.
Ob man das bei dieser Röhre will, weiß ich nicht. Daher hat es schon viel Sinn, entweder eine stärkere Röhre zu nehmen (das könnte auch eine kleine Pentode sein) oder beide Systeme der ECC81 parallel zu schalten.
Ein paar Gedanken/Überlegungen zur Schaltung.
Zwischen Phasenumkehr und Kathodenfolger fehlt noch ein Koppel-C, sonst funktioniert das angedachte Schaltungskonstrukt nicht, oder zumindest nur unzureichend.
Mit 12k für RL parallel zu 12k für Ra am Kathodenfolger wird dessen Eingangsimpedanz deutlich zu niederohmig und belastet dann zu deutlich den Ausgang der Phasenumkehrstufe. Das funktioniert so nicht, zumindest nicht mit derart niederohmiger Beschaltung des Kathodenfolgers.
Die Crux ist ja (leider) die, dass die Dimensionierung für Ra und RL die Eingangsimpedanz beeinflusst. Und die sinkt je niederohmiger das Netzwerk aus Ra und RL dimensioniert wird (bzw. werden muß).
Mit eher standardtypischen Werten 47k für Ra und RL funktioniert das Konstrukt dann zwar hinreichend gut, also ohne dass die Phasenumkehr zu deutlich belastet würde, aber gefordert sind hier nunmal deutlich niedrigere Lastimpedanzen die der Kathodenfolger hier versorgen soll.
Das Konstrukt aus Diode und R15 verursacht deutliche Signalverzerrungen, zumindest im hohen Aussteuerungsbereich 50Veff der hier ja gefordert ist!
Tja, wie die Eingangsimpedanz hinreichend erhöhen. Ich könnte mich jetzt nicht erinnern das Konstrukt schonmal irgendwo gesehen haben, ich habe an der Stelle einfach mal zwei 12AT7 in Darlington Manier zusammengeschaltet.
Und scheint dann wohl auch zu funktionieren! Keinerlei Rückwirkung mehr erkennbar auf das Ausgangssignal der Phasenumkehr bei Ra 12k und RL 12k am (Darlington-)Kathodenfolger.
Für 50Veff am Ausgang Kathodenfolger muß die Phasenumkehr ~60Veff liefern können weil Verstärkungsfaktor <1.
Das könnte eng werden. Bei 60 Veff am Ausgang zeigt sich rein optisch bereits ein deutlich erkennbarer Anteil k2 im Signal.
Andererseits, wenn der Kathodenfolger am Eingang hinreichend hochohmig ist, dann ist man nicht mehr zwingend auf ECC81 (oder ähnliches) für die Phasenumkehr angewiesen. Da ginge an der Stelle dann auch problemlos irgend etwas mit mehr Verstärkung(-Reserve) wie z.B. eine profane ECC83.
Zwischen Phasenumkehr und Kathodenfolger fehlt noch ein Koppel-C, sonst funktioniert das angedachte Schaltungskonstrukt nicht, oder zumindest nur unzureichend.
Mit 12k für RL parallel zu 12k für Ra am Kathodenfolger wird dessen Eingangsimpedanz deutlich zu niederohmig und belastet dann zu deutlich den Ausgang der Phasenumkehrstufe. Das funktioniert so nicht, zumindest nicht mit derart niederohmiger Beschaltung des Kathodenfolgers.
Die Crux ist ja (leider) die, dass die Dimensionierung für Ra und RL die Eingangsimpedanz beeinflusst. Und die sinkt je niederohmiger das Netzwerk aus Ra und RL dimensioniert wird (bzw. werden muß).
Mit eher standardtypischen Werten 47k für Ra und RL funktioniert das Konstrukt dann zwar hinreichend gut, also ohne dass die Phasenumkehr zu deutlich belastet würde, aber gefordert sind hier nunmal deutlich niedrigere Lastimpedanzen die der Kathodenfolger hier versorgen soll.
Das Konstrukt aus Diode und R15 verursacht deutliche Signalverzerrungen, zumindest im hohen Aussteuerungsbereich 50Veff der hier ja gefordert ist!
Tja, wie die Eingangsimpedanz hinreichend erhöhen. Ich könnte mich jetzt nicht erinnern das Konstrukt schonmal irgendwo gesehen haben, ich habe an der Stelle einfach mal zwei 12AT7 in Darlington Manier zusammengeschaltet.
Und scheint dann wohl auch zu funktionieren! Keinerlei Rückwirkung mehr erkennbar auf das Ausgangssignal der Phasenumkehr bei Ra 12k und RL 12k am (Darlington-)Kathodenfolger.
Für 50Veff am Ausgang Kathodenfolger muß die Phasenumkehr ~60Veff liefern können weil Verstärkungsfaktor <1.
Das könnte eng werden. Bei 60 Veff am Ausgang zeigt sich rein optisch bereits ein deutlich erkennbarer Anteil k2 im Signal.
Andererseits, wenn der Kathodenfolger am Eingang hinreichend hochohmig ist, dann ist man nicht mehr zwingend auf ECC81 (oder ähnliches) für die Phasenumkehr angewiesen. Da ginge an der Stelle dann auch problemlos irgend etwas mit mehr Verstärkung(-Reserve) wie z.B. eine profane ECC83.
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Bei 50 Veff am Ausgang des Kathodenfolgers sind bei 12k || 12k schnell mal ~18 mA(eff) an Anodenstrom am Wandern!
An das Parallelschalten von zwei Systemen habe ich auch schon gedacht. Aber wie schaut das in der Praxis aus mit Toleranzen?
Ich habe versuchsweise mal probiert zwei unterschiedliche Systeme parallel zu schalten um zu schauen was passiert, in der Hoffnung dass die Gegenkopplung Toleranzen weitgehend kompensiert. Warum auch immer, es funktioniert nicht! Zumindest nicht wenn Darligton mäßig angesteuert.
So wie ich es im Moment allerdings sehe bzw. beurteilen kann wird @cfortner nicht drum herum kommen können mit geeigneter Maßnahme (wie auch immer die dann aussehen mag) die Eingangsimpedanz des Kathodenfolgers zu erhöhen.
Pentode, warum nicht, wenn ich @cfortner oben richtig verstanden habe dann ist Aussteuerung bis in den AB2 Aussteuerungsbereich durchaus gewünscht(?).
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Ich würde nochmal grundlegend überdenken ob es wirklich zwingend diese 12k Last sein müssen die der Kathodenfolger versorgen soll.
Bei z.B. 22k schaut alles bereits deutlich entspannter aus. Da würde dann auch eine ECC81 noch gehen, mit dann knapp 10mA Strom bei knapp 2 Watt Anodenverlustleistung. Zumal in der Praxis ja sowieso keine konstanten Sinuswellen auftauchen werden (können) die den Verstärker bzw. dessen Schaltungsstufen extrem belasten würden.
Bei z.B. 22k schaut alles bereits deutlich entspannter aus. Da würde dann auch eine ECC81 noch gehen, mit dann knapp 10mA Strom bei knapp 2 Watt Anodenverlustleistung. Zumal in der Praxis ja sowieso keine konstanten Sinuswellen auftauchen werden (können) die den Verstärker bzw. dessen Schaltungsstufen extrem belasten würden.
Auch wieder wahr!
Mal ne Frage: wie wichtig ist dir eigentlich der AB2-Betrieb?
Ist es eher ein "nice to have" oder doch eher unabdingbare Zielsetzung?